四、恒流激勵電路
V902對V901的恒流激勵電路
如圖7所示。
當市電電壓在140～240V之間
變化時，C908上的電壓為恒定的
5．0V。在開關管V901導通期間，
T901正反饋饒組上感應電勢的極性
為⑨正、⑦負，因此V902飽和導通。C908上的電壓通過R903、V902對
V901提供恒定的激勵電流，激勵電流的大小取決于R903的數(shù)值。同
時，正反饋繞組⑨-⑦上感應的脈沖電壓通過V902射極跟隨，對V901
提供另一路正反饋激勵(靠前條正反饋通路是由R914、C913等構成)。
當市電電壓低于140V時，正反饋繞組上感應的初始激勵信號較
小，開關變壓器T901正反饋繞組上感應電勢的極性為⑨正、⑦負時，
V902作為激勵電流放大器(射極輸出器)，使V901有足夠的初始正反
饋激勵信號，副方也能迅速建壓，確保電網(wǎng)電壓下降時，副方輸出電壓
的穩(wěn)定。
正是由于設置了此種恒流激勵電路，因而使得大屏幕“D”系列彩
電的開關電源可以適應市電電壓ll0V～240V的變化范圍，而無需電
源切換電路。
五、遙控關機電路
遙控關機電路由兩路組成(參閱圖8)。一路是由V601、V602、
V911、N903、V910、V909、V905、V904組成的控制電路；另一路是由
V601、V602、V912、V915、V916、V907、N902、V908、V904組成的控制電
路，下面先說明電視機正常工作情況下這兩路電路的狀態(tài)，然后說明待
機狀態(tài)下的情況。
微處理器(ST6367或ST6368或ST6378)-37腳的電壓經(jīng)R647加到
V601基極，正常工作狀態(tài)下37腳為高電位，V601、V602導通，5V電壓
通過V602射極、集電極加到V911、V912基極，使兩管飽和，集電極電
壓均近于0V。V911集電極電壓近于0V，使光電耦合器N903的發(fā)光二
極管與光敏三極管均截止。因此V910、V909、V905都截止(V905的工
作情況在后文中還要詳述)，對開關電源工作沒有影響。同時，V911的
集電極0V電壓還使V920截止，因而它對行振蕩電路的供電也無影
響，V912集電極為0V，使得V915導通、V916截止(V915、V916組成雙
穩(wěn)壓開關電路)，R909上沒有電流流過，V907因零偏截止，它對開關電
源沒有影響。此時，開關電源的振蕩、恒流激勵、穩(wěn)壓的工作情況如前所
述。
當電視機處于待機狀態(tài)時，B+(130V)電源下降到80V～90V。
B+2(13．5V)電源下降為8V-9V，它經(jīng)N602(LM7805)穩(wěn)壓后輸出
5V電源繼續(xù)供給遙控系統(tǒng)，使遙控系統(tǒng)可以隨時接收遙控開機指令、
重新啟動電源，同時信號通道及掃描電路均停止工作。各路電源下降的
主要原因，是開關電源由正常工作的連續(xù)振蕩狀態(tài)變成待機時的斷續(xù)
振蕩狀態(tài)。C939(正常工作狀態(tài)的+13．5V輸出端)上的電壓波形及斷
續(xù)振蕩狀態(tài)如圖9所示，重復周期約20．4ms，其中振蕩時間約1．5ms，
停振時間約18．9ms。

下面介紹在待機狀態(tài)下開關電源處于斷續(xù)振蕩狀態(tài)的原理。遙控
關機時，微處理器37腳為低電位，V601截止，其集電極電壓變?yōu)楦唠娢?BR>(接近5V)，V602截止，V912截止，它對V915無影響。C939上的電壓
(遙控關機瞬間仍為13．5V)通過VD959及R959、R954分壓加到V915
基極，使V915基極電位高于V916基極電位，導致V915截止、V916導
通。同時V916的集電極電流注入V907基極，使V907導通，因此光電[Page]
耦合器N902中發(fā)光二極管導通發(fā)光，光敏三極管飽和，使V908飽和
導通。V908飽和導通后，其集電極電流流過R939，使R939壓降增加，
V904飽和導通，開關管V901因基極電流被V904旁路而停止振蕩。
由于V901停振，C939上的電壓Uc下降(見圖9)通過VD959及
R959、R954分壓加到V915的基極；當Uc下降到使V915基極電位低
于V916基極電位時(雙穩(wěn)態(tài)電路翻轉)，V915導通、V916截止，R909
無電流流過，壓降為0V，使得V907截止，從而導致光電耦合器N902
中的發(fā)光二極管、光敏三極管都截止(此時SE120內(nèi)三極管處于截止
狀態(tài))，使V908因基極電位下降而截止，流過R939的電流減少，使
V904基極電位升高，V904內(nèi)阻增大，對開關管V901基極電流的分流
作用減小，V901因而導通產(chǎn)生振蕩，使得C939上的電壓Uc又升高。
當Uc升高到使V915的基極電位高于V916基極電位時，雙穩(wěn)態(tài)
電路再次翻轉，V915截止、V916導通，進而使V907、N902中發(fā)光二極
管、光敏三極管均導通，V908、V904飽和導通，使V901截止停止振蕩，
V901停振后，C939的電壓Uc又下降，于是重復上述過程，形成重復頻
率很低的斷續(xù)振蕩。
下面進一步說明V911、N903、N910、V909、V905這路遙控關機控
制電路的作用。遙控關機時，V601、V602截止，使V911截止，V911集
電極的高電位使N903中發(fā)光二極管導通發(fā)光、光敏三極管飽和導通，
進而導致V910基極電位下降而飽和導通。C908上的電壓通過V910
加到V909基極，使V909導通。同時C908上的電壓還通過V909以及
R926、R928分壓加到V905基極，使V905飽和導通，其集電極電流流
過R939，使R939上壓降增大，從而使V904飽和導通，V901截止而停
止振蕩。
V901停振后，T901各繞組感應電勢消失，C908放電，當其電壓下
降到2V左右時，V910截止、V909截止、V905截止，進而導致R939上
壓降減小，V904退出飽和狀態(tài)，對V901基極分流作用減少，于是V901
又重新振蕩。V901振蕩后，開關變壓器T901⑧-⑦繞組的感應電勢經(jīng)
VD902整流對C908充電，使C908上電壓不斷上升。當C908電壓上升
到2．5v左右時(C908上電壓波形與C939的電壓波形相似)，V910飽
和導通。于是上述過程周而復始，形成斷續(xù)振蕩。
綜上所述，遙控關機時開關電源的斷續(xù)振蕩狀態(tài)是由V912→
V908以及V911→v905這兩路控制電路共同作用的結果。當V901振
蕩時，C939、C908上電壓由于開關變壓器繞組感應電勢的充電而同時
上升，當它們上升到一定值時，V908、V905同時飽和，使V904飽和，
V901截止而停止振蕩。V901停振后，由于開關變壓器各繞組感應電勢
消失，C939、C908因放電而電壓下降；當其電壓下降到一定值時，
V908、V905同時截止，使V904退出飽和，V901又振蕩。
需要說明的是，在待機狀態(tài)。V911截止，其集電極的高電位通過
R944、R945分壓加到V920基極，使V920飽和。V920與行振蕩電路供
電穩(wěn)壓管VD920并聯(lián)，V920的飽和使得行振蕩器因失去電源供給而
停振，這就使得行激勵級與行輸出級因無激勵信號都停止工作，場輸出
部分因無電源供給亦無任何消耗，這樣就減少了待機狀態(tài)下開關電源
的功耗(在待機狀態(tài)下整機功耗僅6W～8W)。[Page]
六、開關管過流限制電路
開關管過流限制電路如圖10所示。V905除擔任待機斷續(xù)振蕩控
制作用外，它還是V901大功率開關管的限流控制管。

圖10 開關管過流保護電路


圖11 開關電源過壓保護電路與延時導通控制電路

降到2V左右時，V910截止、V909截止、V905截止，進而導致R939上
壓降減小，V904退出飽和狀態(tài)，對V901基極分流作用減少，于是V90
又重新振蕩。V901振蕩后，開關變壓器T901⑧-⑦繞組的感應電勢經(jīng)
VD902整流對C908充電，使C908上電壓不斷上升。當C908電壓上升
到2．5v左右時(C908上電壓波形與C939的電壓波形相似)，V910飽
和導通。于是上述過程周而復始，形成斷續(xù)振蕩。
綜上所述，遙控關機時開關電源的斷續(xù)振蕩狀態(tài)是由V912→
V908以及V911→v905這兩路控制電路共同作用的結果。當V901振
蕩時，C939、C908上電壓由于開關變壓器繞組感應電勢的充電而同時
上升，當它們上升到一定值時，V908、V905同時飽和，使V904飽和
V901截止而停止振蕩。V901停振后，由于開關變壓器各繞組感應電勢
消失，C939、C908因放電而電壓下降；當其電壓下降到一定值時
V908、V905同時截止，使V904退出飽和，V901又振蕩。
需要說明的是，在待機狀態(tài)。V911截止，其集電極的高電位通過
R944、R945分壓加到V920基極，使V920飽和。V920與行振蕩電路供
電穩(wěn)壓管VD920并聯(lián)，V920的飽和使得行振蕩器因失去電源供給而
停振，這就使得行激勵級與行輸出級因無激勵信號都停止工作，場輸出
部分因無電源供給亦無任何消耗，這樣就減少了待機狀態(tài)下開關電源
的功耗(在待機狀態(tài)下整機功耗僅6W～8W)。
六、開關管過流限制電路
開關管過流限制電路如圖10所示。V905除擔任待機斷續(xù)振蕩控
制作用外，它還是V901大功率開關管的限流控制管。
1．沖擊電流限制電路：在開機瞬間，由于開關電源調(diào)頻、調(diào)寬的穩(wěn)
壓環(huán)路尚未建立起穩(wěn)定工作狀態(tài)，開關管可能因為副方B+、B+’……
各支路電解電容均未儲能(未建立電壓)，而流過很大的沖擊電流使
V901過熱損壞。因此，在正反饋繞組⑦-⑨端的激勵端⑨腳，除通過
R914、C913、L906／／R938正反饋到V901基極外，還通過R919
(1．5k)接V905的基極，由于此時C924上的負電壓尚未建立，因此當
T901⑨腳為正時，除了使V901飽和導通之外，也使V905趨于飽和，
V905集電極電位下降促使V904趨于飽和，勢必將V901基極的正反
饋信號及啟動電流分流，使V901的飽和期縮短而截止期增長，以免
V901在啟動瞬間沖擊電流過大，這樣就達到了在開機瞬間限制開關管
V901電流的目的，這個電路又稱之為“軟啟動電路”。
2．峰值電流限制電路：當開機1～2秒后，開關電源調(diào)寬、調(diào)頻穩(wěn)
壓環(huán)路已進入正常工作狀態(tài)，與此同時C924上的電壓已達到-12V正
常值，因此由R929串R928分壓到V905基極的負電壓增加，根據(jù)此回
路電壓計算，V905得到的偏壓為-12·R928／(R928+R929)=-
12×51／731≈-0．84V，而且V901的射極電流也達到穩(wěn)定的鋸齒波狀
態(tài)，在R936／／R937上產(chǎn)生的正偏壓下降(平均值為0．04V，峰值為
0．4V)，因此V905因反向偏置而截止。V901正常的開關工作狀態(tài)不再[Page]
受V905的控制。
但在電視機工作過程中如因某種原因發(fā)生開關管射極電流過大，
則并聯(lián)電阻R936、R937上的壓降U。增大，當Ue的數(shù)值達到一定值
時，V905將會在正反饋繞組⑨腳為正值期間導通，使得V904對開關
管V901的基極分流作用增加，從而使開關管V901占空比下降，最大
電流值下降，起到了峰值電流限制的保護作用。
七、過壓保護電路
過壓保護電路如圖11所示。V903是過壓保護控制管，C908與
C914上的電壓是取樣電壓。
在前文中已經(jīng)說明，開關電源正常工作時，T901開關變壓器繞組
⑧-⑦上的感應電勢，在開關管V901截止期，經(jīng)VD902整流，在C908
上產(chǎn)生約5V的電壓，用作V902等的工作電源。C908上的電壓同時又
是一個取樣電壓，如果某種原因引起開關電源輸出電壓過高(例如穩(wěn)壓
取樣電路開路，負載開路等故障情況下)，則繞組⑧-⑦上的感應電勢
也必然增大，經(jīng)VD902整流后，C908上的電壓也必定升高。當C908上
的電壓超過7．5V時，VD917(為6．8V穩(wěn)壓管)擊穿且V903的基極電
位達到0．7V，因而V903飽和導通，使得開關管V901的基極與發(fā)射極
“短路”停止振蕩，保護了開關電源及負載。在一般情況下，C908電壓稍
超過6．8V將會在動態(tài)范圍內(nèi)調(diào)節(jié)V903的動態(tài)內(nèi)阻r∝。也即是調(diào)整了
開關管的占空比，可以達到副方不過壓的目的。
八、延時導通控制電路
V903除了過壓限制作用外，還具有使開關管V901延時導通的作
用。開關管截止時，變壓器初級處于高阻抗狀態(tài)，當開關變壓器T901
儲能釋放完畢開關管即將導通之前，次級也處于高阻抗狀態(tài)。此時
V901集電極與發(fā)射極并聯(lián)的電容C916、C911及串聯(lián)的C917、C918等
與初級繞組電感組成并聯(lián)諧振電路，將產(chǎn)生自由振蕩。如果在振蕩尚未
衰減之前，V901已導通，則V901將產(chǎn)生較大的開啟損耗。V903可以使
V901在每一個振蕩周期延時導通。因為當V901截止期間，T901⑧-
⑦繞組上的感應電勢通過VD916整流，在C914上充有電荷。當V901
截止末期產(chǎn)生自由振蕩時，C914上的電荷通過R905、R906放電，在
R906上產(chǎn)生的壓降使V903飽和導通，V901基極與發(fā)射極被V903“短
路”而不能導通。當C914放電電流逐漸減少，R906上的壓降小于0．6V
時，V903截止，V901方能導通。只要C914、R915、R906參數(shù)選擇適當，
此時V901的自由振蕩已衰減到最小值，此時V901才能在正反饋信號
作用下飽和導通，使通過T901⑤-①繞組的電流線性增長直到最大
值。從而使V901的開啟損耗大大減少。

圖12 開關電源負載過流及14V、26V電源過壓保護電路


九、B+(130V)開關電源負載過流保護電路
B+(130V)電源負載過流保護電路如圖12所示。它由V404、
R472、穩(wěn)壓管VD904、可控硅V913、V603等組成。R472(0．68 Ω)是取樣
電阻，V404是過流檢測管，VD904、V913、V603是過流保護控制管。
130V電源電壓通過R472向行激勵級與行輸出級供電，正常情況
下，流過R472的電流在R472上產(chǎn)生的壓降小于0．6V，因此V404截
止。當負載加重，130V電源輸出電流增大超過1A時(這種情況，有時
是因為顯像管極間軟跳火，有時是因為機內(nèi)電路故障造成)，在R47
上產(chǎn)生的壓降大于0．6V，V404導通，130V電壓通過V404、R950與[Page]
R942分壓，使12V穩(wěn)壓管VD904擊穿，正電壓加到可控硅V913的控
制極上使其導通，則使PNP管V603的基極通過R686、V913接地，因
而V603導通，+5V電壓通過V603加到V602的基極，使V602截止。
V602是遙控開／關機控制管，V602截止正是其遙控關機的狀態(tài)，因而
開關電源轉入保護性關機狀態(tài)，130V電源下降為85V，同時行振蕩器
停振，行掃描電路停止工作。這樣既保護了開關穩(wěn)壓電源自身，又使負
載故障不致擴大。由于可控硅擊穿后，必須將陽極電壓降至零才能恢復
到非擊穿狀態(tài)(截止狀態(tài))，因此保護性關機后，用遙控器不能再行開
機，必須用電源按鍵先關機再等待3～5分鐘，5V遙控電源降至零后方
能再開機。
十、26V(場輸出電源)負載過流保護電路
26V電源負載過流保護電路如圖12所示。圖中R466(1．OΩ)是取
樣電阻，V410是過流檢測管，穩(wěn)壓管VD905等是控制管。
由行輸出變壓器次級繞組感應電壓整流濾波得到的26V電壓，通
過R466向場輸出級供電。正常情況下，流過R466的電流產(chǎn)生的壓降
較小，因此V410截止。當場輸出級發(fā)生故障使流過R466的電流增大
到超過1A時，R466上產(chǎn)生的壓降經(jīng)R458(5．6k)、R462(3．9k)分
壓后，使V410射極與基極之間的電壓超過0．6V，V410導通。+26V電
壓通過V410、R467與R469分壓，使11V穩(wěn)壓管VD905擊穿，正電壓
加到可控硅V913的控制極，V913導通，進而使V603導通，V602截
止，開關穩(wěn)壓電源轉入保護性關機狀態(tài)，行輸出級停止工作，26V電壓
消失。同理，此時用遙控器不能開機。
十一、行輸出副方繞組過壓保護
取樣點是由行輸出變壓器次級電壓經(jīng)整流濾波獲得的+14V電壓
點，其過壓保護電路如圖12所示。圖中穩(wěn)壓管VD903是過壓保護控制
管。在正常情況下VD903截止，如果因某種原因使14V電源(供給
N403穩(wěn)壓器產(chǎn)生12V電源)超過l6V時，會使VD903擊穿，可控硅
V913導通，V603導通，V602截止，開關電源轉入保護性關機狀態(tài)，行
輸出級停止工作，14V電壓消失。此時用遙控器不能開機。此保護電路
與其他機型上的“x射線保護電路”同理，目的是防止行輸出變壓器副
方輸出過壓，造成顯像管燈絲電壓及高壓過高，x射線輻射劑量增大
顯像管早期老化；甚至管頸斷裂等故障的出現(xiàn)。 十二、維修數(shù)據(jù)
附表列出了T2979D1型機開關穩(wěn)壓電源及保護電路各三極管、光
電耦合器件、集成電路SEl20的數(shù)據(jù)，供維修人員參考。


注：
1．所有電壓參數(shù)均用MF-47型普通萬用表DC電壓擋測試。
2．所有電阻參數(shù)均用MF-47型普通萬用表R X1k擋測試。
3．測試電壓時應特別注意黑(紅)表筆接冷／熱地點，千萬不得搞錯。開機
狀態(tài)下，如表筆接熱地去測CPU任一腳都可能造成CPU損壞。
4．測試對地電阻時應將電源關斷(最好拔下電源插頭)，略等幾分種(電容
放電后)再測試。